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用于24 GHz频段的平面双极化微带1-D波束成形天线阵列

Gerhard F. Hamberger，IEEE学生会员，Stefan Trummer，Uwe Siart，IEEE会员， Thomas F. Eibert，IEEE高级会员

摘要：详细设计，制作并研究了平面线性双极化毫米波天线阵。要求是两个正交偏振，具有良好的纯度和阵列柱适用于一维波束形成应用。由于不使用垂直互连访问的单层制造是另一个重要的要求，所选择的辐射元件是方形微带贴片，在两个正交边缘处馈电。阵列馈电采用串联微带线设计，提供高度紧凑的结构。这样，当多个阵列列并排排列并且各列以适当的相位进给时，获得了1-D波束形成灵活性。通过在Dolph-Chebychev

它们的极化特性[4]有助于及早发现危险情况。此外，极 化信息可以改善不同对象的分类[5]。为了实现这样的功 能，需要在不同极化之间具有低串扰的天线。否则，这些 系统的主要优点很容易丢失[6]。由于其薄型，平面微带 技术是创建高度可集成天线结构的首选。如[7]中提出的， 垂直取向的线性天线阵列列通常并排布置用于水平波束成

分布之后在串联阵列内实施幅度锥度来减小阵列列的旁瓣电平。 形应用。平面双极化阵列的主要设计挑战是足够的紧凑性

提出了一种快速散射参数计算程序，以实现有效的仿真和设计

过程。模拟和测量的天线特性在中心频率附近的500 MHz带宽内非常稳定，证明这种具有挑战性的双极化设计可以在毫米波

（毫米波）频率下成功实现，只需一个接地的金属化层基质。设计参数和设计过程以逐步的方式进行演示，以充分了解该过程以及重复使用天线阵列本身的可能性以及基本概念。

索引术语 - 5G，天线阵列，汽车应用，波束成形，相控阵， 平面阵列，雷达天线。

I. 介 绍

通过采用多样性[1]可以实现标准通信信道最重要改进的NE。将通信信道彼此分离的一种方法是使用两个可能正交的极化，由双极化天线[2]提供。此外，对双极化天线概念的兴趣在高频传感器领域正在增加，例如，用于汽车场景中的自动巡航控制系统[3]。利用不同的极化允许

独立地检测物体

手稿于2016年7月4日收到;2016年8月26日修订;公认

2016年10月2日。出版日期2016年10月19日;当前版本的日期为2017年1 月2日。这项工作得到了德国联邦经济事务和能源部的批准，资助金额为KF3151001NT3。

GF Hamberger，U。Siart和TF Eibert是慕尼黑技术大学高频工程系主任，德国慕尼黑80290（电子邮件：hft@ei.tum.de）。

S. Trummer 与 Astyx Communication and Sensors GmbH ， 85504 Ottobrunn，Germany合作。

本文中一个或多个图的彩色版本可在线获取http://ieeexplore.ieee.org. 数字对象标识符10.1109 / TAP.2016.2618847

和对设计参数的可靠控制。几种已知的设计要么需要大面积的阵列馈电，要么建议使用第二个信号层[8]，其中两个昂贵的高频材料粘在一起。在大多数情况下，改进的串扰抑制是第二层的主要原因[9]。

平面微带天线阵列通常使用串联微带线技术馈送，用于单极化阵列[10]或孔耦合馈电结构。第二种技术提供了第二极化的优势，但制造起来要困难得多[11]。天线和馈电层之间的对准必须非常精确，以实现所需的辐射行为。单个辐射器的另一种可能的馈电技术是具有辐射槽的衬底集成波导（SIW）[12]或辐射元件在上层上的放置[13]。第一种方法仅提供一种极化，第二种方法必须处理衬底之间的对准挑战，类似于微带技术中的孔径耦合。SIW天线的另一个缺点是需要许多垂直互连访问（VIA），这导致天线阵列的非常耗时的制造过程。VIA用作波导的侧壁。由于波在波导内传播，与微带馈电技术相比，可以看到更高的损耗[14]。另一种天线阵列方法使用栅格天线[15]，其印刷在基板的一侧。另一侧用作地平面。子阵列通过VIA 馈电，自然幅度逐渐减小导致旁瓣电平（SLL） 13.5 dB [15]。该技术也仅提供一种极化，因此不适合

我们的要求。

0018-926Xcopy;2016 IEEE。允许个人使用，但重新发布/再分发需要IEEE许可。

看到http://www.ieee.org/publications_standards/publications/rights/index.html 欲获得更多信息。

minus;

图1.天线模型，设计在RO4350B基板上。

由于缺乏天线阵列概念，它提供两个高解耦极化，两个通道的低SLL，高紧凑性，一维波束形成灵活性和低制造复杂性，我们提出了一个基于正交的双极化平面天线阵列馈送微带贴片并在复杂的设计过程中调整结构以满足所有要求。几何上简单的方法需要非常仔细地设计和优化辐射元件，附加的阻抗变换器和串联馈电结构才能成功地用于双极化阵列。因此，我们设计的一个关键贡献是成功设计和实现了馈电系统，该系统由微带馈电和变压器线组成， 针对每个阵列元件进行了仔细调整，目的是实现Dolph- Chebychev（DC）分布[16]。双极化天线阵列的优点在于

图2.阵列列的单个元素的草图。

然而，将足够的能量传递到阵列中的 最后元件并使它们有助于整体天线行为可能是相当大的挑 战。所选择的设计是由十个单个元件组成的工作权衡，如 图1所示，具有针对减小的SLL的优化幅度分布。天线阵列 形式的元件的线性对准导致扇形束特性，对于phi;0具有窄 的半功率波束宽度（HPBW），对于phi;90°具有宽的一半。 该阵列列在y方向上的多次放置以及每列的独立馈送生成 用于1-D波束成形的双极化天线。=在[18]中提出并讨论了 三=列的阵列，其中使用了略微修改的馈线和天线阵列配置。由于两个极化之间的隔离度非常好，因此可以通过两个极

其简单的无VIA制造和可配置的天线特性。所提出的设计， 化与相位的组合来实现圆极化天线阵列

如图1所示，以实现的原型的形式，可以用作双线性极化扇形波束天线或者作为平面的1-D双极化波束形成装置的一部分。

在本文第二节中，设计步骤和几种技术可以更详细地描述辐射

偏移plusmn;90°。

单个阵列元素的模型

每个贴片的形状是方形（Lu

的共振频率

= Wu）确保相等

介绍了元素和饲养结构。第三节研究散射参数并描述快速 ( fr)100

= ( f_r)010 =

1

2Luradic;

(1)

计算方法详细。第IV和V节研究阵列列中单个元素的幅度分布和获得的远场特征。它在500 MHz的频率带宽上的出

色性能也是如此可以构造任意大小。

对于根据图2中所示的局部贴片坐标系x，y和zas的两个偏振，在两个正交边缘处馈送贴片以激发两个基底 -

tal补丁模式，即TMand TM。电场讨论。

组件E.100010

与辐射相关的基本贴片模式的z在贴片和接

ii.数组列设计和等价物电路表示

[17]和[18]中已经介绍了天线的基本设计概念和一些非常初步的结果。该天线由10个微带元件组成，每个元件的幅度和相位都有单独调节的激励。图2显示了阵列元件的几何形状和所选择的微带馈电配置。如果由元素索引号u 1， ，N表示的多个数组元素在x方向上相乘，则天线

地平面之间具有正弦特性，在贴片的中间具有零。因此，

初始进给点位于补片边缘的中间。单个元件旋转45°，从 而形成天线阵列的对称形状。因此，平面的单层微带线馈 送技术变得可能，这导致紧凑且合理可制造的设计。而且， 通过相对简单的设计特征，可以控制两个正交偏振之间的 电磁耦合效应。由于插入，进给点位于贴片边缘上

阵列列 isin;

微带馈电极大地影响第二极化的辐射行为。贴片的输入阻抗由馈电点和贴片边缘之间的距离，贴片的形状和尺寸以及基板特性决定[19]。使用的基板是Rogers 4350B，推荐的介电常数εr 3.66用于设计过程。设计用于24GHz通带频率的简单带通微带线滤波器的测量表明，=实际介电常数是εr 3.83。该值用于以下所有模拟。

双极化设计对紧凑的馈电网络带来了进一步的挑战。饲

料的每个部分都需要非常仔细地设计，以实现=不同通道之间尽可能低的串扰。一方面，应最小化贴片角和馈线之间的距离。这将有利于y方向范围，并且阵列可以更好地部署在1-D波束形成应用中。另一方面，通道之间的耦合高度依赖于贴片角到馈线距离。馈线的接近耦合激发了贴片元件上的正交极化的基本模式。两种模式叠加，并且偏振矢量的方向改变其角度或变为椭圆形。结果，串扰增加并且降低了天线阵列的偏振特性。

在我们的设计中，我们实现了非常好的权衡，然而，需 要进行另一种修改以进一步减少耦合。由于变压器线路的 移位vu ，如图2所示，两个基本（正交）补片模式都被激励。然而，仅对于向馈线的移位，与寄生串扰相比，附加 串扰激励的相位相反，并且可用于抑制不期望的补片模式。这导致更好的偏振纯度并降低两个通道之间的串扰。

极化纯度的规格是轴比[19]

图3.两种极化的单个元素的EC图。

表我

阵列的相关几何尺寸

它区分了偏振椭圆的比例。Ex 和Ey 分别是单位矢量ex 和ey之后的线性极化的E场幅度。

等效电路和几何参数

在等效电路（EC）内，每个组件都是独立建模的。通过这样做，建立了离散元件网络，与全波模拟（FWS）工具相比，其模拟时间显着减少。数组元件的EC如图3所示。它由高频波导，结元件Ju和两个极化Z在，plusmn;45◦的输入阻抗组成。耦合引入元素来模拟通道之间的串扰。在所提出的设计中，微带线用作高频波导。连接元素，其中模型微带馈线和变压器线的交叉点将在第III节中详细讨论，其中显示了不同结点的EC。

每个连接元件是一个三端phi;表示两个nea极化之间的时间相位-差。偏振-

倾斜由角度[19]给出

椭圆向y轴的

口电路，连接到其馈线，连接到第u个天线元件，其余电路连接到正极

x方向（元素u 1到N）。表I列出了所有相关的

所提出的天线阵列的设计参数。变压器线路的线路阻抗

利用这种特性，可以获得plusmn;45°的倾斜角

用作路德维希3变换的倾斜角[20]。转换将远场表示中的

e [ d 1.393 0.667 ln d 1.444)] d

可以用微带线宽wu，厚度d和衬底[21]的有效介电常数εe

共同和跨组件分开。对于所提出的天线阵列，如图1所示， 来近似。从第一元件的拐角到最后一个元件的拐角的完整

端口1应分别为倾斜角为-45°和端口2提供纯共偏振图案， 倾斜角为 45°。

天线的长度约为6lambda;0 ，并且微带馈线的外边缘之间的宽度约为1lambda;0。

饲料网络

两个微带线阻抗变换器直接连接到辐射元件的馈电点。微带线宽度的变化改变了传输线的线阻抗。以这种方式，调整天线的输入阻抗。为了获得良好的宽带性能，使用了两个变压器。微带贴片及其特征变压器线与50-0馈线连接。第一元件的馈线连接到从微带到同轴线的过渡，这是馈送天线所必需的。

在EC表示中，以下阵列单元的端口1（2）连接到端口3

（4）。如果选择相同的贴片尺寸，则所有元件的整个微带变压器线长度l=涂 1T1u 1 T2u 应该是恒定的。否则，馈电微

振幅分布得到优化。利用快速散射参数计算，可以在不执行大量FWS的情况下快速调整特定元素。应该注意的是， 阵列分析和优化总是从最后一个元素开始，因为根据散射参数的天线行为从最后一个元素发展到第一个元素。

连接的等效电路

连接元件是三端口，在x方向上连接到馈线，并且在y方向上连接到45°旋转的微带线。它们的行为是不同的，取决于第二条变压器线的宽度w2u 。可以找到每个结元件的EC，其中实结元件被分解成理想的并联结和在其前面的寄

带线将不能精确地配合在一起，导致不希望的阻抗不连续。生2GV端口。寄生两端口的EC由并联电容器Cp 和串联电感

在我们的设计中，贴片都具有相同的尺寸以获得相同的谐

振频率，至少在理论上，参见（1）。只

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